运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精准测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在放大器输入端产生绝顶小的电压，这么时弊将难以幸免。

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通过使用伺服环路，不错大大简化测量流程，强制放大器输入调零，使得待测放大器约略测量本人的时弊。图1败露了一个愚弄该旨趣的多功能电路，它利用一个扶植运放算作积分器，来缔造一个具有极高直流开环增益的褂讪环路。开关为实践底下所述的各式测试提供了便利。

图1. 基本运算放大器

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测量电路

图1所示电路约略将大部分测量时弊降至最低，因循精准测量多数直流和一丝交流参数。附加的“扶植”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最佳能达到106或更高。要是待测器件(DUT)的失调电压可能杰出几mV，则扶植运放应接纳±15 V电源供电（要是DUT的输入失调电压可能杰出10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）

DUT的电源电压+V和–V幅度很是、极性相背。总电源电压理所虽然是2 × V。该电路使用对称电源，即使“单电源”运放亦然如斯，因为系统的地以电源的中间电压为参考。

算作积分器的扶植放大器在直流时建树为开环（最高增益），但其输入电阻和响应电容将其带展期制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被扶植放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负响应将DUT输出启动至地电位。（事实上，实质电压是扶植放大器的失调电压，更精准地说是该失调电压加上扶植放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它绝顶接近地电位，因此无关伏击，很是是研讨到测量期间此点的电压变化不大可能杰出几mV）

测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的矫正电压（与时弊在幅度上很是）的1000倍，约为数十mV或更大，因此不错绝顶轻率地进行测量。

理念念运算放大器的失调电压(Vos)为0，即当两个输入端连在一说念并保合手中间电源电压时，输出电压相通为中间电源电压。本质中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。

图2给出了最基本测试——失调电压测量的建树。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。

图2. 失调电压测量

理念念运算放大用具有无穷大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在本质中，会有一丝“偏置”电流流入反相和同相输入端（差异为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起显赫的失调电压。把柄运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA（1 fA= 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算放大器中，以致达到1 - 2 μA。图3败露怎么测量这些电流。

图3. 失协调偏置电流测量

该电路与图2的失调电压电路基本调换，仅仅DUT输入端加多了两个串联电阻R6和R7。这些电阻不错通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2实足调换。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差加多到失调电压上。

通过测量TP1的电压变化(=1000 Ib–×Rs)，不错缱绻出Ib–。相通，当S1闭合且S2断开时，不错测量Ib+。要是先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化不错测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。

要是Ib的值在5 pA阁下，则会用到大电阻，使用该电路将绝顶勤恳，可能需要使用其它本领，负担到Ib给低泄走电容（用于代替Rs）充电的速度。当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos时弊，但在缱绻时时时不错忽略它，除非Ios弥散大，产生的时弊大于实测Vos的1%。

运算放大器的开环直流增益可能绝顶高，107以上的增益也并非淡薄，但250,000到2,000,000的增益更为常见。直流增益的测量枢纽是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出转变一定的量（图4中为1 V，但要是器件接纳弥散大的电源供电，不错规则为10 V）。要是R5处于+1 V，若要使扶植放大器的输入保合手在0隔邻不变，DUT输出必须变为–1 V。

图4. 直流增益测量

TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出转变1 V，由此很容易缱绻增益(= 1000 × 1 V/TP1)。

为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，扶植放大器无间使DUT输出端的平均直流电平保合手褂讪。

图5. 交流增益测量

图5中，交流信号通过10,000:1的衰减器施加于DUT输入端。关于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如斯大的衰减值。（举例，在增益为1,000,000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时，应绝顶防御肠利用较低的输入幅度进行测量。所示的粗造衰减器只可在100 kHz以下的频率责任，即使防御惩处了杂散电容也不可杰出该频率。要是触及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。

运算放大器的共模拦截比(CMRR)指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会缩短。

测试电路绝顶符合测量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应芜杂测量，而是转变电源电压（联系于输入的归并主义，即共模主义），电路其余部分则保合手不变。

图6. 直流CMRR测量

在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），况且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。

CMRR推测失调电压联系于共模电压的变化，总电源电压则保合手不变。电源拦截比(PSRR)则相背，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保合手中间电源电压不变（图7）。

图7. 直流PSRR测量

所用的电路实足调换，不同之处在于总电源电压发生转变，而共模电平保合手不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保合手中间电源电压。缱绻枢纽也调换(1000 × TP1/1 V)。

为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8和图9所示。DUT无间在直流开环下责任，但果真的增益由交流负响应决定（图中为100倍）。

图8. 交流CMRR测量图9. 交流PSRR测量

为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此实质的电源电压为褂讪的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。

要是TP2的交流电压具有xV峰值的幅度（2xV峰峰值），则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，况且CMRR为该值与1 V峰值的比值。

交流PSRR的测量枢纽是将交流电压施加于相位收支180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中相通是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保合手褂讪的直流电压。缱绻枢纽与上一参数的缱绻枢纽绝顶相似。

虽然，运算放大器还有好多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它枢纽不错测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数不错利用易于构建、易于长入、毫无问题的粗造基本电路进行可靠测量

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